降压／升压式LED恒流驱动(2)

上面提供了设计表单计算出来的针对常用输出电压和电流的电感数值及其RMS电流额定值。选择邻近最接近的电感，使其电压及/或电流额定值高于电源所要求的输出规格。作为选择，也可采用PI Expert设计软件包中的PIXls设计表单工具或附录A来计算出精确的电感数值及RMS电流额定值 。由于较低的DC阻抗及较高的RMS电流额定值，建议所选 电感的感量要接近LTYP的数值，而不要选择LTYP的1.5倍。680 μH电感的下限值限制了di/dt的最大值，从而防止很高的峰值电流值出现。表3和表4提供了两个供应商制作的 标准电感的参考型号。

（5）

对于Link-Switch-TN的设计，其工作方式不是依赖于电感的大小。工作方式是负载电流和所选器件限流点的函数。电感数值仅仅决定电源的平均开关频率。图2所示为典型标准电感制造商的数据手册。非定制“鼓型磁芯/狗骨型/I型磁芯”电感随电流的增加，其感量 数值会降低高达20%。公式（A7）中的常数KL_TOL及设计表单都针对这种感量的下降及最初电感量的容差进行了考量。 例如，如果需要一个680 μH、360 mA的电感，参照图2，考虑到10%的误差以及工作电流（约[0.36/0.38] ? 10）处估算得到的9.5%的感量降低。因而KL_TOL的数值为KL_TOL= 1.195 (19.5%)。如果没有合适的数据作参考，可以假定KL_TOL的数值为1.15 (15%)。 由于电感本身损耗的存在，并不是所有储存在电感中的能量都会传送至负载。考虑到此因素，使用一个称为损耗因子的参数KLOSS。如公式6中所给出的结果，建议的数值为电源总损耗的50%至66%之间。例如，对于一个总体效率(η)为0.75 的设计，其KLOSS数值介于0.875和0.833之间。

（6）

步骤6 – 选择续流二极管

对于环境温度tAMB 70 °C的MDCM工作方式，选择trr 75 ns的超快速二极管。环境温度tAMB >70 °C选取trr 35 ns的二极管。对于CCM工作方式，选取trr 35 ns的超快速二极管。续流二极管的反向耐压要留有25%的设计裕量，

二极管必须能够流过满载电流。因此

（7）

（8）

步骤7 – 选择输出电容

应根据输出电压的纹波要求选择输出电容。一般地，输出电压的纹波由电容的ESR决定。ESR由下式来估算：

（9） 其中VRIPPLE为所要求的最大输出纹波，ILIMIT为Link-Switch-TN的限流点。电容的ESR

6

数值应该在接近66 kHz开关频率的频点上加以规定。不建议使用数值高于100 μF的电容，因为会使输出电压不能在50 ms内达到稳压值，从而使电源进入自动重启动状态。如果需要使用更大的电容容量，则应增加缓启动电容

步骤8 – 选择反馈电阻

选取电阻RFB和RBIAS的数值，使得在输出端稳压时反馈引脚电压(VFB)为1.65 V。此电压产生的反馈引脚电流(IFB)为49 μA。假设RBIAS的电阻值为RBIAS= 2 k?；这样反馈网络的偏置电流约为0.8 mA。因而RFB的数值为

步骤9 – 选择反馈二极管和电容

反馈电容使用10 μF的一般用途的电解电容，耐压额定高于输出电压VO的1.25倍。反馈二极管使用玻璃钝化的1N4005GP或者1N4937GP，电压额定高于最大直流输入电压VMAX的1.25倍。

步骤10 – 选择旁路电容

使用0.1 μF、50 V的陶瓷电容。

步骤11 – 选择假负载电阻

对于直接反馈方式的设计，如果最小负载小于3 mA，则RPL可利用RPL= Vo/ 3 mA加以计算。

2.2 恒定输出电流的电路（LED驱动）

下图所示的电路适合于驱动类似LED的恒流负载。它利用Link-Switch-TN具有严格容差及温度稳定性的反馈引脚电压作为电压参考，提供了精确的输出电流。

高压端连接的降压-升压型恒定输出电流的电路结构

为产生恒定的输出电流，平均输出电流由电阻RSENSE和电容CSENSE转换为一个电压信号，通过RFB和RBIAS加到反馈引脚。

7

对应图中所示的RBIAS和RFB数值，选取RSENSE的数值使得在所要求的输出电流点处，其两端产生的电压降为2 V。电容CSENSE对RSENSE两端由电感纹波电流调制的电压进行滤波。电容CSENSE的数值必须足够大，以降低纹波电压，特别是在MDCM设计的情况下。选取CSENSE的数值，使得RSENSE和CSENSE的时间常数(t)高于开关周期(15 μs) 的20倍。CSENSE两端的峰值电压等于RSENSE× ILIMIT(MAX)。输出电容是可选的，但如果没有输出电容，负载端会流过所选Link-Switch-TN的全部峰值电流 (ILIMIT)。为了将负载的峰值电流降低到可以接受的水平，可以增加CO的数值(一般在100 nF至10 uF的范围以内)。如果负载开路，会失去反馈，输出端很高的输出电压可能会引起电路故障。为防止此情况发生，如图6所示，可以增加另一个由DFB和VRFB组成的电压控制环路。该电路同样要求选用适当的CO电容。所选稳压管的稳压值应高于LED灯串恒流工作时灯串两端的最高电压。

同样的设计公式/设计表单也可用在标准的降压-升压型 设计当中，但要考虑如下因素。 1. Vo= LED的VF× 每串中所用LED的数目 2. Io= LED的IF× LED灯串的串数

3. 由于RSENSE的损耗，使用较低的估算效率（将RSENSE作为电感电阻输入至设计表单当中）

4. 设定RBIAS= 2 kΩ，RFB= 300 Ω 5. RSENSE= 2/Io 6. CSENSE= 20 × (15 μs/RSENSE) 7. 根据负载可接受的纹波电流选取Co

8. 如果负载可能开路或者有额外的故障保护要求，除了增加Co以外还要增加电压反馈元件DFB和VRFB

2.3 散热环境

为了确保良好的散热性能，利用足够的散热片可以将源极引脚的温度维持在低于100 °C以下。对于环境温度较高(>50 °C)的应用，建议在最大环境温度下对制作的电源进行测试，以确保电源具有足够的散热裕量。数据手册中提供的最大输出电流的数值是相应于50 °C的环境温度条件，如果过热则要降额使用。同时，在工作温度较高(>70 °C)时，建议使用超快速低反向恢复时间(~35 ns)的二极管。

3 设计计算

3.1 降压型及降压-升压型拓扑中电感量的计算

不管输入电压和工作方式如何，都有一个最低电感量的要求，以输出所要求的输出功率。

8

降压型变换器DCM工作时电感的电压及电流

在一般情况下，非连续导通模式（DCM）时电感中的电流波形如图7所示。下面的公式对CCM和DCM工作方式都有效。从图7可以看到有三个独立的时间段。tON为Link-Switch-TN导通而续流二极管关断的时间段。电感中的电流从零初始值开始斜坡上升。峰值电流为所用器件的限流点ILIMIT。tOFF为Link-Switch-TN关断而续流二极管导通的时间段。在此期间电流斜坡下降至零。tIDLE为Link-Switch-TN和续流二极管都处于关断状态的时间段。在此期间电感电流为零。 在CCM工作方式，此空闲状态不存在，因而tIDLE= 0。如果忽略续流二极管的正向电压降，在降压型变换器中我们可以将tON时间段结束时的电流振幅表示为

(A1)

其中

IRIPPLE= 电感纹波电流 ILIMIT_MIN= 最小限流点 VMIN= 最低DC总线电压

VDS= 导通状态的漏极至源极电压降 Vo= 输出电压

LMIN= 最小电感量

类似地，我们可以将tOFF时间段结束时的电流振幅表示为

(A2)

在每个开关周期开始时流经电感的初始电流可以表示为

9

(A3)

一个开关周期中流经电感的平均电流等于输出电流Io。该电流可表示为

(A4)

其中Io= 输出电流。TSW_MAX= 与最小开关频率FSMIN相对应的开关时间间隔。由公式(A1)和(A2)替换tON和tOFF我们可以得到

(A5)

(A6)

输出电压高于20 V时，使用VMAX来计算LMIN(公式A6)。输出电压低于20 V时，使用VMIN来计算LMIN，这样可以对限流点延迟时间过冲加以补偿。但是，这里并没有将电感(绕组阻抗和磁芯损耗)和续流二极管的损耗计算在内。这些损耗会限制电源的最大输出功率能力，进而降低最大输出电流。为了能够输出规定的满载功率，最小电感量的数值必须对这些损耗加以补偿。通过估计电源中总损耗的方法可以对这些损耗加以估算，然后再将这些损耗分配至电感和二极管部分。可以利用损耗因子KLOSS来完成上述损耗的分配，这相应地增大了电感的尺寸。此外，这类应用常用的电感为骨架型电感或狗骨型扼流圈。规范电流额定时要考虑20 °C或40 °C的温升情况，并将电感量降低10%。在最小电感量的表达式中还必须加入一个电感量容差因子KL_TOL，用于考量生产中可能出现的容差。这样，典型电感量的数值可以表示为

(A7)

其中KLOSS为损耗因子，用于计算关断状态时电感的总损耗。KL_TOL为电感容差因子，位于1.1和1.2之间。典型值为1.15。

使用此电感量典型值，我们可以将最大输出功率表示为

(A8)

类似地，对于降压-升压型拓扑结构，LTYP和POMAX可以表示为

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